Definition av reflektionsgruppens Koefficient

V

vale

Guest
Vilket är rätt, om Z0 är en komplex nummer?
Γ = (ZL-Z0 *) / (ZL Z0)
eller
Γ = (ZL-Z0) / (ZL Z0)

 
Hej,

ja, i LNA design input matchningsalternativ bestäms form vinst / buller trade-off med tillgängliga makt vinna cirklar.Dessa är giltiga om produktionen conjugately matchade.

flyhigh

 
Hej, Vale: Återigen vill jag föreslå folk att inte använda komplicerade ZC eftersom det verkligen kan leda till oväntade resultat oavsett vilken definition av eftertanke koefficient du använder.Problemet är att vågledartyp teorin inte längre är exakt ett system med förment komplicerade ZC.När "komplext ZC" finns det egentligen betyder att du inte kan skilja på vågen i infallande och den reflekterade vågor.Jag har postat en detaljerad förklaring i "900 MHz ..."för några veckor sedan.Om du behöver det,
skicka e-post till mig (Jian (at) zeland.com).Hälsningar.

 
Faktiskt, S-parameter definieras för komplexa Zo inte är standardiserade.Detta är första gången jag har sett Vale definition.Jag anser att definitionen av IanP vara korrekt.Den defition liknar Vale's med både Zo
s konjugerats tycks användas i vissa microwave design mjukvara.Denna definition kan vara användbar när du vill få ett konjugat match, bara optimera för minsta eftertanke koefficient.

Tänk på att välja en definition för komplexa S-parametrar ändrar inte phyiscial situation.Alla strömmar osv, alla är fortfarande den samma.När vi ändrar normaliserad Zo (och oavsett om vi väljer att konjugat av normaliserad Zo), det enda vi håller på att förändras är hur vi ser på exakt samma fysikaliska situation.Ja, det är verkligen lätt att få siffror som verkar fel om allt du är van att se är 50 Ohm normaliserades S-parametrar.Man bör gå försiktigt och fundersamt om att arbeta inom detta område.

Alla förstörande överföringsledningar (dvs alla överföringsledningar som eventuellt kan byggas) har en komplex Zo och en komplicerad förökning koefficient.Den enda osäkerheten ligger i hur vi människor definierar S-parametrar normaliseras mot en komplex Zo.I de flesta fall en bör normaliseras till en verklig Zo, vanligen 50 Ohm.Då finns det ingen osäkerhet om vad definitionen en använder för att normalisera.Jag rekommenderar starkt att så kallade "allmänna S-parametrar" aldrig användas.Dessa är vanligen av EM killar som inte vet vad Zo är, så de ger S-parametrar som är normaliserat till oavsett okänd Zo av linjen.

Inte bara alla faktiska överföringsledningar har en komplex Zo, men begreppet en komplex Zo har upprättats och använts i över ett århundrade.Jag tycker att det infördes genom Heaviside (utan tvivel i samband med hans arbete med den transatlantiska kabeln), men Maxwell mycket möjligen gjorde det också.

Observera att Zo = SQRT ((R JWL) / (G jwC)).Vid låg frekvens (WL små comared-R eller WC liten jämfört med G), den Zo av alla fysiska överföringsledningar blir mycket starkt komplex, och vågledartyp teorin fortfarande bara bra.

För kisel RFIC's Zo starkt komplex för alla frekvenser (både R och G är stora), men Si RFIC arbete bara bra.

En sak som är intressant med komplexa Zo är att om du har den storleken, som bestämmer fas.Om du har den fas, som avgör storleken.Omfattningen och fas är relaterade med Hilbert transform.Detta är under förutsättning av orsakssamband.Sonnet resultat de Zo som en del resultat av de-inbäddning.När vi kontrollera att de Zo fas och Zo storleksordning är Hilbert transformler av varandra, de matchar upp perfekt.Ett exempel ges i ett papper jag bara publiceras på SOC och dubbla förseningar de-inbakning (anges nedan).Jag kommer gärna Skicka en kopia till alla som begär det.

Dokumentet om förhållandet mellan komplexa Zo storlek och fas i följande (om förstörande, komplexa Zo, vågledartyp teori är ogiltig, någon hade bättre berätta Dylan Williams!):

DF Williams, BK Alpert, U. arz, DK Walker, och H. Grabinski, Orsakssamband Karakteristisk impedans Planar överföringsnät, IEEE Trans.om Avanced Förpackningar, Vol.26,
No 2, pp.165-171, May 2003.Mina papper som innehåller resultat för en Si RFIC överföringsledning (Zo starkt komplex):

Fastställande av dubbla dröjsmål och SOC elektromagnetiska deembedding
Rautio, JC; Okhmatovski, VI;
Microwave Theory and Techniques, IEEE Transaktioner på
Volym 53, Issue 9,
september 2005 Page (s): 2892 - 2898

 
Hej, Vale:

På din begäran har jag e-post du tillägget D i IE3D 11 Användarhandboken varför införandet av komplexa ZC i vågledartyp och TLN teorin kan orsaka problem.Allt bygger på matematik.Du kan också tycka att det från mina meddelanden om "Simulera en 900 MHz RFID-tagg" för några veckor sedan.

I princip är det inte problemet med en krets eller ett TLN i tvärgående riktning.En praktisk krets verkligen har det.Den prolem är att när vi inför incident vågor, återspeglas våg och reflektion koefficient som bygger på komplexa ZC, vi håller på att införa fel eller eventuellt problem.Det grundläggande är att en våg inte kan uppdelas i olycka våg och återspeglas våg utan tillnärmning i ett system med förlust i tvärgående riktning.När vi plats i ett system med riktiga ZC vi vet att det är en uppskattning där.Men det kommer inte att ge löjligt resultat.När vi använder komplexa ZC, vi kommer att införa tillnärmning.I vissa fall kommer det att införa fel.Hur som helst, se e-mail jag skickat.En kommentar, snälla låt mig veta.Tack!

Hälsningar.

 
Även om det inte finns några användare flexibilitet i hur man definierar S-parametrar normaliserade till komplexa Zo, som beskrivs i början av denna tråd, det finns absolut ingen tillnärmning i vågledartyp teori för förstörande vågledartyp eller komplexa Zo.

Till exempel kan man välja en komplex Zo och skriver S-parametrar för en förlustfri 50 Ohm överföringsledning normaliserade till komplexa Zo.Det finns ingen uppskattning.Siffrorna du ser verkligen konstigt.Om du ger konstiga resultat lite tanke, kan du lära dig några riktigt intressanta saker.Men om du inte kan hantera den märkliga siffror, inte kasta vågledartyp teori, bara renormalize tillbaka till vanliga, vardagliga 50 Ohm.

Du kan göra samma sak för en förlustfri samlas inslag.Du kan fortfarande få det Jian beskrivs som "löjligt" resultat.Anledningen resultaten verkar vara löjligt är på grund av en bristande förståelse för vad resultaten betyder.

Till exempel mag (S11)> 1 kan innebära att du har en inställd krets (vilket påpekats i en annan tråd).Detta skulle hända om du normaliseras till en rent imaginär Zo som är induktiv och man tittar på S11 av en kondensator.

but at and near resonance you get mag(S11) much larger than unity.

Observera att i detta fall finns det absolut inget läckage alls,
men i och nära resonans du mag (S11) mycket större än enighet.I själva (utan någon förlust) S11 blir oändlig vid resonans!Detta verkar tokig i början, men det är vettigt när man inser det är bara fly-wheel effekten av en LC-krets.Så ska vi också kasta ut imaginära Zo (ingen förlust alls), eftersom vi får konstiga resultat för detta förlustfri fall?Inte en chans.

(I själva verket är detta svänghjul effekt är mycket användbara i RFID när du försöker att generera tillräckligt med spänning för att driva den RFID-tagg, det är därför du behöver så hög Q som möjligt i RFID-taggen induktortyp att få så hög spänning som möjligt, lätt att beräkna när du kan normalisera S-parametrar till komplexa Zo.)

Jag vill betona starkt att det inte finns någon tillnärmning inblandade när man arbetar med komplexa Zo, vi gör det hela tiden, och ofta med mycket starkt komplex Zo som i två fall som jag nämnde i mitt tidigare inlägg.Vågledartyp teori är helt, helt, och exakt gäller för förstörande och förlustfri.Jag är mycket besviken över att se någon som beskriver det som ungefärliga eftersom de får resultat som ser konstigt.

När det infallande och den reflekterade vågen definitioner, jag hade verkliga problem med att läsa Jian utstationering i denna fråga på grund av notation.Lyckligtvis att frågan saknar betydelse för Sonnet berörs.

deal with incident and reflected waves inside Sonnet.

Vi har aldrig
hantera tillbud och återspeglas vågor inuti Sonnet.Vi behöver bara ta itu med ström och spänning (och spänning är alltid över en mycket liten lucka, så spänningen definition inte är något problem).

Strömmar och klyfta spänningar är unika, så vi kan få exakta Y parametrar och sedan konvertera till 50 Ohm S-parametrar när vi alla gjort.Jag har alltid haft ett problem som arbetar direkt med de infallande och reflekterade vågor på grund av icke-unika i definitionen av nätspänningen.Approximeringar definitivt infördes som ett direkt resultat.Det är på grund av dessa approximeringar att vi inte beräkna S-parametrar baserade på infallande och reflekterade vågor.Även om denna tillnärmning finns för både förstörande och förlustfri, kan det fortfarande vara relaterade till Jian problem med infallande och reflekterade vågor, men jag vet inte.

Internt Sonnet alltid använder Y, Z eller ABCD parametrar, som är baserade på ström och spänning.Infallande och den reflekterade vågor aldrig övervägas.Konvertering till S-parametrar görs endast som en service till användaren efter att alla beräkningar görs och data är produktion för användning.Så infallande och den reflekterade vågor inte frågan i alla fall för vårt arbete.

 
Hej alla,
Tack för ditt repies, även om några av dem kan jag inte fånga den.Min ursprungliga frågan kommer från en BBS diskutera om konjugat match och Z0 match.Jag vet den korrekta definitionen är en utan konjugat, enligt definitionen i alla RF & MW böcker.Den andra definitionen presenteras i Besser bok, där han säga när conjuate match (ZL = ZS *) från ekvationen Gamma är 0, så det finns inga speglar våg och källan får maximal effekt.Det sunda rimligt vid en första anblick, och själva definitionen skulle orsaka en stor debatt i nyhetsgrupp år sedan (sök google-grupp med "konjugat matchen eftertanke").
Idag till min förståelse när Z0 är verkliga, Z0 matchen och konjugat match är samma sak.Men ett problem fortfarande pussel mig, att i en verklig Z0 conjuagte match, i olika led av krets olika Gamma beräknas (noll eller icke-noll).Hur kan man förstå det?

 
Hej, Vale: The konjugat i formeln i Gamma är att undvika Gamma blir> 1 för passiva kretsar.Men jag ser den inte bygger på strikt härledning från vågledartyp teori.Återigen
kan du prova att följa det dokument som jag skickade dig.Du kommer att inse att du inte kan skilja på vågen just i olycka våg och återspeglas våg i ett vågledartyp med förlust i tvärgående riktning.När du inte kan skilja på vågen i händelse våg och återspeglas våg, du kan inte ens definiera refleciton koefficient.Om du definierar det bygger på komplexa ZC, det är en uppskattning.Det kan fungera när komplext ZC har en liten imaginär del.Det kommer att misslyckas när det imaginära delen blir stor.Hör av dig om du har någon fråga.Tack!

 
Hej Jian,
Jag håller inte med din kommentera eftertanke koefficienten komplexa ZC.På TL med Z = √ (R jωL) / (G jωC), som i allmänhet är komplexa, de linjespänningen är
V (x) = A * exp (-γx) B * exp (γx), γ = α jβ
där
1:a punkt är infallande våg och
2:a reflekterade vågen.FÖRFRISKNING koefficienten definieras som
Γ (x) = [B * exp (γx)] / A * exp (-γx) = Γ0 * exp (2γx)
oavsett β är eller inte är lika med 0.

 
Γ = (ZL-Z0) / (ZL Z0) exp (-j2β (Lz))
där exp (-jβl) är den fas dröjsmål från källan till last.
Tror jag.

 
Den komplexa konjugat av Zo inte hålla mag (S11) från att vara> 1.Till exempel med en påhittad Zo kan du alltid ta ett Z så att nämnaren går mot noll.Ganska lätt att se, tycker jag i alla fall.

Anledningen till det komplexa konjugat är om du försöker få ett konjugat match.Ta ett konkret exempel som du vill matcha till ingången på en makt FET.Grinden är en komplicerad last.Vill du ha en krets som passar från 50 Ohm till det komplexa belastning.För din matchning krets normalisera port 1 till 50 Ohm och port 2 i din komplexa belastning.Om din komplexa Zo S-parameter definition använder komplexa konjugat optimera för mag (S11) och MAG (S22) till noll.Om din normalisering inte använder de komplexa konjugat vidta komplexa konjugat belastning och normalisera detta.Sen, återigen, optimera till noll mag (S11) och MAG (S22).

Exakt lika är att optimera Utgångsimpedans av dina matchningsalternativ nätverket till komplexa konjugat av FET input impedans.

Nu, för Vale fråga: Varför komplexa konjugat?Jag ska illustrera detta med min skinka radio installation.Min antenn, vid vissa frekvenser jag använda, har en komplicerad input impedans.För att maximera makten utstrålade, jag har en "match-box" här bredvid min radio.Den har en avstämbar Pi nätverk (CLC).Installationen är Radio-Match Box-Long lirka-antenn.I samklang matchen-box så att min radio ser en perfekt 50 Ohm.Vad min match-box gör är omvandlar 50 Ohm från min radio i komplexa konjugat av input impedans av min antenn.Den imaginära delar (av antennens impedans och 50 Ohm på min radio på väg in i matchen-box) tar ut helt, eftersom de är av motsatt tecken.Det är därför som min radio ser en ren verklig 50 Ohm.

Så, vad som händer fysiskt?På lång lirka, vågen går från min match rutan till antenn.Vid antenn, en del av denna våg blir strålad, vissa blir återspeglas.Den reflekterade vågen går tillbaka till min match rutan.Matchen fält bildas bara rätt (inställda på komplexa konjugat av antennen imedance) att alla som vågen blir återspeglas tillbaka mot antennen där den kommer att få ytterligare en chans att få strålad.

Återgå till den komplexa konjugat definitionen av eftertanke koefficient.När det är noll, betyder det att du har ett konjugat match.Det betyder inte att du inte har några återspeglas våg på överförings linje.Om du tar dig tid att förstå (eller som du har gjort, Vale, fråga runt och vara beredd att tänka lite), de komplexa Zo normalisering kan vara ganska nyttigt.

När det gäller differentiering infallande och den reflekterade vågor, ser ut som det skulle vara ganska lätt att göra fysiskt.Bara få en mycket lång rad.Då startar en våg.Det är den infallande vågen.Vrid incident våg av en stund innan eftertanke kommer studsande tillbaka.Sen när eftertanke kommer studsande tillbaka, det är din avspeglas vågen.Nu har du en reflektion koefficient.Verkar riktigt enkelt för mig.Kanske jag missat något?

 
Jag tycker att matematik kan berätta vad som är rätt och vad som är fel.

Låt er undersöka konjugat definition av eftertanke koefficient G.

G = N / D

N = Zin ZC *
D = Zin ZC

N = Ren j ImN
D = röd j IMD

Ren = ReZin - ReZc
ImN = ImZin ImZc
Röd = ReZin ReZc
IMD = ImN

Tydligen, när ReZin> eller = 0 och ReZc> 0 kommer vi att ha | REN | <| Red | och | ImN | = | IMD |.Därför | N | <| D | G <1.Först när ReZin = 0 och vi kommer att få G = 1.Den konjugatspunna formel kan säkert garanti | G | <= 1 när ReZin> = 0 eller den krets som är passiva.Ur denna aspekt kan jag se konjugat definition är mer rimlig i någon mening.Återigen är det bara några tillnärmas formel för den verkliga situationen.Matematiskt kan vi inte bryta ner en våg inuti en vågledartyp med förlust i tvärgående riktning i händelse vågen och den reflekterade vågen.Här, förlust i tvärgående riktning innebär att det finns en viss möjlighet skingras i tvärgående riktning utanför huvuddomänen av vågledartyp.Ett typiskt exempel är en rektangulär vågledartyp med icke-PEC väggar.I grund och botten, när en våg drabbats muren, de flesta av makten kommer att reflekteras tillbaka.Det finns dock en liten mängd ström går in i väggen.En sådan situation kommer att göra att vågen inte att kunna vara uppdelas i olycka vågen och den reflekterade vågen.I grunden för en sådan situation, just vi använda Poynting vektorn att undersöka kraftflödet och vi har till att omfatta området utanför väggarna eftersom det är kraftflödet.Lyckligtvis för rektangulära vågledartyp strukturer, väggarna är mycket nära PEC.Traditionella vågledartyp teori är mer än tillräckligt för en typisk analys eftersom det är lite makt går in i väggar.För mycket förstörande situationer som TLNs, RFIC och RFID i halvledar-processen.Det finns mycket förluster i den.I en sådan situation bör vi försöka undvika att använda s-parametrar normaliseras till komplexa ZC för det.Användning av S-parametrar normaliseras till ett reellt tal är lika bra som med hjälp av Y och Z-parametrar.

 
En exakt definition av eftertanke koefficient bör i form av incident / återspeglas vågor.Det bör komma med specifikationer för dessa två vågor (plan våg / guidad mode etc.)

Man kan använda spänning /
ström / makt att definiera eftertanke eller andra koefficient.Men problemet (för mig) är hur man skall göra "spänning / ström" exakt.Jag har lärt mig att begreppen spänning och ström kan vara mycket svårt i EM området analys.De är meningsfulla endast inom vissa specifika sammanhang, under vissa antaganden.

Av ovanstående skäl är det mycket förvånande att läsa att Sonnet aldrig hantera infallande och den reflekterade vågor (exakt citat: "Vi har aldrig hantera infallande och den reflekterade vågor inuti Sonnet").

Det är mer besvärande att läsa att "Strömmar och klyftan spänningar är unika".Jag tror att dessa hänvisar till samlas källa (delta klyftan källa).och jag tror att man inte förvänta sig av spänning / curent på ett samlas källa vara unikt.(t.ex. att det skulle bero på maska på knuta hamn. Exakt hur länge är en mycket liten delta skillnaden?)

Eftersom det är svårt att göra "spänning / ström" precis när man har komplex våg eller våg med komplexa karakteristiska impedansen, klassiska microwave nätet teori (mer specifikt, nätverk formulism) är med tillnärmning.

 
Oj, det här blir verkligen bizzare!

Jian: Ta ett enkelt exempel.Glöm använder någon överföringsledningar att direkt mäta infallande och reflekterade vågor.Släng anslutningsledningen Zo överföringsledningar och ersätta samlas Zo laster.Exakt motsvarande situation.Vi kan fortfarande använda ekvationen för Gamma.Och för att ytterligare förenkla, vi kommer att använda något annat än förlustfri samlas kretsar, induktorer och kondensatorer.Det är nu alla bara samlas inslag krets teori.Inget av detta förvirrande EM saker.Nr överföringsledning, inget läckage, så alla dina problem med vissa förstörande överföringsledningar går helt bort!

Nu beräknar din G för Zin = 0 Jx och Zo = 0 - Jx.D är noll och G är oändliga.Det finns inget läckage finns ingen överföringsledning.Vad vi har är eftertanke koefficienten ett induktortyp (Zin = 0 Jx) i ett system normaliseras mot en rent imaginär impedans (Zo = 0-Jx).Betänketiden värde är oändligt.Spelar ingen roll om du konjugat täljaren eller inte.

Men varför är det oändliga?Rimlig fråga.Minns att vi bara använder ren samlas krets teori.Om detta löjliga oändlig Gamma är en tillnärmning har vi stora problem.I stället
ska vi försöka förstå det.

Tänk på att S-parametrar mäts med varje hamn avslutas i normaliserad impedans, i detta fall Zo =-Jx.Du ställde en-Jx (= Zo) parallellt med ett Jx (= Zin) och du har en perfekt öppen krets.Detta är en C parallellt med ett L. Detta är en resonanskrets.Du excitera denna förlustfri LC med en sinewave på resonant frekvens och spänning på LC krets växer till oändlighet (force 1,0 A till en öppen krets, du beräkna spänning!).Detta är vad oändliga Gamma hjälp har du en resonanskrets och du är spännande det på resonant frekvens.Det finns ingen förlust i detta fall, så diskussionen om förlusten är meningslöst.Det finns ingen överföringsledning heller, så diskussionen om infallande och den reflekterade vågor är också meningslöst.

Om du beräkna reflektion koefficienten för samma induktortyp i ett 50 Ohm system, du tar ut kondensator och ersätta ett 50 Ohm motstånd (fortfarande ingen överföringsledning).Nu får du en komplex Gamma.Detta är vad vi alla är vana vid.I en ren verkliga systemet (alla hamnar samma Zo) mag (Gamma) <= 1 för passiva strukturer.Detta villkor inte längre när normaliserad till komplexa Zo, som visas ovan.Det är inte längre när normalisera olika hamnar i olika Zo's.

Alla ovanstående är ren samlas krets teori.Nr överföringsledningar alls.Inget läckage alls.Men vi fortfarande få din "löjligt" Gamma.Jag tror att vad som behövs är att förstå innebörden av resultatet, det är ingenting att göra med förlust och har ingenting att med överföringsledningar.

Jian, du fortsätter att påstå att du inte kan skilja mellan den infallande och den reflekterade vågor på vissa förstörande överföringsledningar.Du har inte behandla enkla motverka exempel jag föreslagit (lång linje stänga av excitation innan avspeglas vågen anländer).Om dina idéer är korrekta, det har att arbeta för att situationen också.

Loucy: Jag vet inte hur familar du med mamma.Om jag går över huvudet, jag vet och jag kommer att förenkla.I princip alla plana Mamma programvara där ute att jag familar med löser för aktuella i metall.Det löser inte för infallande och den reflekterade vågor.Det löser för innevarande under förutsättning att spänningen på metall skall vara noll (eller i proportion till den aktuella om det förlust).

OK, vi fick ström i metall (gäller för alla mamma programvara), nu vad gör vi?I Sonnet fall har vi helt genomföra sidor.Vi lägger ett oändligt lilla klyftan mellan sidoväggar och kretsscheman och imponera på en spänning mellan den luckan.Eftersom skillnaderna är oändligt lilla, vår väg för integration är oändligt kort och vi får ett unikt värde för spänningen.De sidor är en perfekt kortslutning.Det förhållandet mellan hamnen spänningar och hamn strömmar är Y-parametrar för kretsen.För en enda tanke på EM lösning, det bara finns en spänning för varje hamn och bara en ström.Detta är vad jag menar med unikt.Att inom numerisk precision och med en noggrannhet av den underliggande EM analys vi få exakta svar.

För oskärmade verktyg, ett sätt att gå vidare är att förlänga en längd öppen krets stub på marken sidan av hamnen.Nu hamnen spänningen över en klyfta mellan stub (på ena sidan av hamnen) och banan (på andra sidan av hamnen).Du har fortfarande att excitera det med en spänning över klyftan.Men nu kan du titta på stående våg (genom att visa nuvarande) som leder och extrahera en infallande och den reflekterade vågen.Nu kan du få S-parametrar direkt.Jag har en känsla av att det är där Jian stöter hans svårigheter i vissa förstörande fall.

Jag har aldrig utforskas att eftersom vi inte använder den här tekniken.Denna teknik verkligen införa approximeringar (på grund av spänningen definition oklarheter, som kräver en integration av något slag från linje till "fältet").Jag undrar om dessa kan vara approximeringar att Jian talar om, men dessa approximeringar är i samtliga fall utom förlustfri, homogent (samma dielektrisk överallt).Även om dessa uppskattningar är oftast ganska små, att vi inte tolererar dem, så vi inte fortsätta på detta sätt.

I grund och botten Loucy en exakt definition av eftertanke Koefficienten kan inte komma från infallande och reflekterade vågor (utom för förlustfri, homogen) på grund av oklarheter i bestämning av "spänning".Om du vill precision måste du använda perfekt kortslutning uppsägningar och beräkna Y-parametrar, och sedan dolt att oavsett form önskas av användaren (vanligen S-parametrar).

När vi alla gjort Sonnet vi konvertera Y parametrar, som önskat, att S parametrar genom ren krets teori.LIKGILTIGT (för analys utgång) om vad som är infallande och den reflekterade vågor.Det är egentligen en ganska vacker syn.Jag tror småningom även de som arbetar i oskärmade analys kommer att inse dess betydelse.

 
Hej, James:

Ge inte ut något av ämnet.Jag pratade om fallet med ReZc> 0.Det finns aldrig ett fall med ReZc = 0 för alla praktiska tillämpningar.Om du gillar att göra allt orimligt, kan du anta ZC = 0 också.Hälsningar.

 
Dr Rautio,

Låt mig börja med att säga att jag fortfarande är en inlärare av mamma.Jag är ständigt förvirrad av många frågor, och jag uppskattar din kommentar.

Så jag förstår, det oändligt lilla lucka "ni nämnde har storleken av ett tak eller åtminstone en halv rooftop (en enhet cell i Sonnet's Manhatan mesh).När du ändrar cellens storlek, storleken på den källa ändras den nuvarande / Zin kommer att ändras i enlighet därmed.Jag kan förstå om du sa att "nuvarande" är unik "Att inom numerisk precision och med en noggrannhet av den underliggande EM analys".Men att bara säga det nuvarande är unikt är mycket besvärande för mig.

Dessutom, utöver "unik med en okänd noggrannhet", ditt tidigare uttalande om "strömmar och klyftan spänningar är unika" tyder på att den nuvarande vid "lucka" är väl definierade, oavsett om det är väldefinierade incident / återspeglas vågor.(annat om det finns två definitioner A & B, så man kan reasonly förväntar två olika värden.)

Jag
har lärt att delta spänning gap källan att excitera en hela spektrumet av strålning transportsätt och diskreta lägen, var och en av dem kan propagera i två riktningar, som kräver minst två komplexa "storleken" för att representera sitt bidrag.När det gäller mikro-nätet, deltat spänning klyftan källa skulle generera en samling av "spänning" och "ström" - den grad av frihet är oändlig.Så "spänning och ström" vid samlas hamn inte entydigt definierat.

Jag tror att en anledning människor diskutera / fråga om definitionen av eftertanke koefficienten (eller andra villkor) är att de vill jämföra resultaten - de vill kontrollera "mätningar av samma sak.Ordet "reflektion" innebär att det är något som kommer in / ut.Om det inte finns någon överföringsledning bara "en C parallellt med ett L" är det poitless att tala om en "reflektion" koefficient - vad som kommer till uttryck?

Även om jag inte helt har förstått Jian argument kan jag tänka mig att ett komplext ZC deltar med microstrip struktur med förstörande substrat eller en läckande våg stöds av "förlustfri" vågledartyp.I dessa fall en stor fråga är om det är möjligt och hur man kan bryta ner fältet till ett begränsat antal diskreta lägen.Om man inte kan skilja ut en enskild framåt / bakåt våg finns det ingen "spänning / ström" är förknippade med den, och därför är det omöjligt att karaktärisera den fysiska processen genom en "reflektion koefficienter.

Slutligen finns det ingen tvekan om att komplexa ZC är användbar i många situationer.

 
Ahhh ...OK.Rent nog.Låt oss göra verkliga (ZC) = 1.0e-9 och X = 1,0.Samma exempel annat.I stället för oändliga Gamma, oändlig spänning och oändligt Q, du har nu ett stort Q och riktigt stora Gamma och en riktigt stor spänning.Nu måste du antingen ringa dessa saker tillnärmning fel och ge en förklaring som inte omfattar överföringsledningar (kom ihåg, allt samlas) eller förstå vad siffrorna egentligen betyder.Ditt val.(Har jag förstått det rätt från din kommentar som du nu inte har någon ståndpunkt om oändliga värden för Gamma när förlusten är exakt noll?)

När det gäller praktiska ... kan du verkligen bygga detta med samlas delar från din lokala delar utbudet lagra och hetsas det med en signalgenerator.I det här fallet, Re (Zo) skulle kanske 1.0e-4, men ett par watt vid resonans och du kommer fortfarande få vackra bågar och gnistor!

Du gillar överföringsledningar.Du skulle kunna bygga detta med hjälp av överföringsledningar med rektangulära eller runda vågledartyp (med kapacitiv Zo realiseras genom att driva vågledartyp långt under cutoff så Zo är nästan rent imaginär. Sedan avsluta den med ett ovan avskärning kortsluten vågledartyp för induktortyp), med really big Q. (Ever see a high Q cylindrical waveguide cavity arc over when putting just a few watts into it? I have. On space flight hardware. This is why.)And you still have to explain the infinite Gamma at zero loss. (My explanation is that the value is correct and indicates resonance.) The fact we can't quite build it is unimportant. We can come really really close, esp. with superconductors.

I think part of the problem is that you seem to have this fascination for actually seeing incident and reflected waves. For that you do need a transmission line. As I show in the above simple counter example, there is no need for transmission lines to figure out what the S-parameters are. Just take out the transmission lines and substitute a lumped load. If you know the impedance (or, in the case of Sonnet, the admittance) of the one port (or impedance/admittance matrix for a multi-port), then you can calculate S-parameters by simple arithmetic (matrix arithmetic for multi-ports). No transmission lines and their associated line voltage uncertainties needed. As I said, it is really quite a beautiful idea, side-stepping very neatly around the traveling wave voltage ambiguity. I think there are a lot of people out there who do not yet understand this.

Jian...I don't want to get you all angry at me (again), but I really think you need to carefully reconsider your postion in light of the counter examples I have suggested.

We go through discussions like this all the time here at Sonnet. In fact we just spent a few hours in one this morning, throwing out ideas and then trying to find counter examples to see if we can break the ideas. It can be a very enlightening exercise when everyone knows how to play the game. I know I changed my position on the topic of discussion several times this morning in light of counter examples presented by my employees that easily broke ideas I once thought were true. And then we came up with a really spectacular understanding of a long standing problem as a direct result. Boy was that a good feeling. But first I had to let go of the ideas that just couldn't cut it.
 
You must log in or register to reply here.

Welcome to EDABoard.com

Sponsor

Back
Top